Übertragungsfunktion (Laplacetransformation)

Ein lineares Übertragungsglied mit dem Eingangssignal u und Ausgangssignal y.

Die Ausgangsgröße y(t) eines dynamischen Übertragungssystems mit konzentrierten oder verteilten Energiespeichern ist abhängig von den Systemeigenschaften und von der gegebenen Eingangsgröße u(t).

Dynamische zeitinvariante Systeme mit konzentrierten Energiespeichern (z.B. Feder-Masse-Systeme oder elektrische L-, C- und R-Glieder) werden durch gewöhnliche Differenzialgleichungen mit konstanten Koeffizienten beschrieben. Wenn sich das System im Ruhezustand befindet, haben die Energiespeicher den Wert Null. Mit dieser Einschränkung, dass die Anfangsbedingungen der systembeschreibenden Differenzialgleichung zu dem betrachteten Zeitpunkt t = 0 gleich Null sind, wird die Übertragungsfunktion wie folgt definiert:

Die Übertragungsfunktion ist eine mathematische Beschreibung für das Übertragungsverhalten eines linearen, zeitinvarianten Übertragungssystems im Frequenzbereich (s-Bereich) mit der komplexen Variable $s = \delta + j \cdot \omega \,$. Sie wird definiert als Quotient der Laplace-transformierten Ausgangsgröße Y(s) zur Laplace-transformierten Eingangsgröße U(s):

$G(s) = \frac {Y(s)}{U(s)}$

Die Übertragungsfunktion einer systembeschreibenden Differenzialgleichung entsteht durch Anwendung des Differenziationssatzes der Laplace-Transformation, in dem jeder Term der Differenzialgleichung transformiert wird: $Y(s) = {\mathcal{L} \ [y(t)]}; \quad U(s) = {\mathcal{L} \ [u(t)]}$

Wenn die Ausgangsgröße Y(s) und die Eingangsgröße U(s) ausgeklammert und in ein Verhältnis gesetzt werden, dann entsteht mit dem transformierten linksseitigen Teil der Differenzialgleichung $f(t; \ y; \ \dot {y}; \ \ddot {y} \cdots ) \,$ im Nenner (N) und dem rechtsseitigen transformierten Teil der Differenzialgleichung $f(t; \ u; \ \dot {u}; \ \ddot {u} \cdots ) \,$ im Zähler (Z) die Übertragungsfunktion als eine gebrochene rationale Funktion G(s) = Z(s) / N(s).

Die Übertragungsfunktion beschreibt das Eigenverhalten des Übertragungssystems unabhängig von den Signalen und kann beliebig algebraisch behandelt werden. Im Zeitbereich betrachtet, haben die Terme f(s) im Zähler ein differenzierendes Verhalten, die Terme im Nenner f(s) haben ein global verzögerndes oder integrierendes Verhalten. Dies gilt auch für die Behandlung linearer nicht-phasenminimaler (instabiler) Übertragungssysteme.

Der Übertragungsfunktion eines Systems G₁(s) kann die transzendente Funktion des Totzeitgliedes $G_{Tt}(s)= e^{-s\cdot T_t}$ multiplikativ angehängt werden zu G(s) = G₁(s) * G_Tt(s). Diese Form der Übertragungsfunktion als Gesamtsystem ist nur für Frequenzgang-Analysen geeignet.

Allgemeine Darstellungsformen der Übertragungsfunktion

Aus der Laplace-Transformation einer systembeschreibenden Differenzialgleichung eintsteht die Grundform der Übertragungsfunktion G(s) in Polynom-Darstellung. Daraus lassen sich weitere bekannte Schreibweisen der Übertragungsfunktionen errechnen, die unterschiedliche Eigenschaften für die Berechnung der Ausgangsgröße y(t) im Zeitbereich des Übertragungssystems G(s) bei gegebenem Eingangssignal U(s) aufweisen. Alle Formen der Übertragungsfunktionen sind mathematisch bei Rückrechnung mit der Polynomdarstellung identisch.

Übertragungsfunktion	Darstellungsform im s-Bereich
Polynom-Darstellung	$G(s) =\frac{Y(s)}{U(s)} = \frac{b_{m}s^{m} + \ldots + b_{1}s + b_{0}}{s^{n} + a_{n-1}s^{n-1} + \ldots + a_{1}s + a_{0}}$
Pol-Nullstellen-Darstellung	$G(s) = \frac{Y(s)}{U(s)} = k \cdot \frac{(s - z_1 )(s - z_2 ) \ldots (s - z_m )}{(s - p_1 )(s - p_2 ) \ldots (s - p_n )}$ Wenn Linearfaktoren 1. Ordnung mit Absolutglied negative Zahlenwerte haben: $G(s) = \frac{Y(s)}{U(s)} = k \cdot \frac{(s + z_1)(s + z_2 )(s + z_3 ) \ldots }{(s + a)(s + b)(s + c ) \ldots } \ \quad a, b, c, \not=$
Zeitkonstanten-Darstellung	$G(s) = \frac{Y(s)}{U(s)} = K \cdot \frac{{(T_{V1}\cdot s + 1)(T_{V2}\cdot s + 1) \ldots (T_{Vm}\cdot s + 1)}}{{(T_1\cdot s + 1)(T_2\cdot s + 1) \ldots (T_n \cdot s + 1)}}$ Für reelle Linearfaktoren 1. Ordnung mit Absolutglied und negativen Zahlenwerten.
Partialbruch-Darstellung	$G(s) = \frac{Y(s)}{U(s)} = \frac {A_1}{s-p_1} + \frac {A_2}{s-p_2} + \ldots + \frac {A_n}{s-p_n}$ Für reelle Linearfaktoren 1. Ordnung mit Absolutglied.

Die Zerlegung der Zähler- und Nennerpolynome der Übertragungsfunktion in je eine Produktform (Linearfaktoren) gestattet eine einfache detaillierte Interpretation des Systemverhaltens und der Bestimmung der Koeffizienten des Übertragungssystems. Diese Zerlegung in Linearfaktoren (Faktorisierung von Polynomen) erfolgt durch die Bestimmung der Nullstellen der Polynome.

Ein lineares zeitinvariantes Übertragungssystem ohne Totzeit ist durch Pole, Nullstellen und Proportionalitätsfaktoren der Übertragungsfunktion vollständig bestimmt.

Die Linearfaktoren symbolisieren als kleinste Übertragungseinheit ein typisches System-Zeitverhalten, das sich zusätzlich konträr verhält, ob die Linearfaktoren im Nenner oder Zähler der Übertragungsfunktion stehen.

Die Übertragungsfunktion G(s) = Y(s) / U(s) = Z(s) / N(s) eines dynamischen Übertragungssystems kann einfache und mehrfache Linearfaktoren im Zähler und Nenner enthalten. Derartige Systeme beschreiben das Frequenzverhalten mit der komplexen Frequenz s = δ + jω. mit einem Systemeingang U(s) und einen Systemausgang Y(s).

Elektrische , mechanische, biologische und andere dynamische Systeme können durch die gleiche Form der Übertragungsfunktion beschrieben werden, wenn die Anzahl und die Struktur der Systemspeicher identisch sind.

Die Übertragungsfunktion eines dynamischen Systems kann algebraisch für die multiplikative (Reihenstruktur), subtraktive, additive und zurückgekoppelte Struktur (Regelkreis) beliebig zusammengestellt werden. Dabei kann es sich um einen industriellen Prozess, um eine Steuerstrecke, eine Regelstrecke, einen Regler oder einen Regelkreis handeln. Zum Beispiel kann die Übertragungsfunktion des sehr bekannten PID-Reglers in der Reihenstruktur oder Parallelstruktur beschrieben werden, die sich äußerlich nicht gleichen, aber bei unterschiedlichen Koeffizienten ein identisches Frequenz- und Zeitverhalten haben. Beide Schreibweisen haben technische Vorteile.

Die folgenden idealen PID-Reglerstrukturen sind mathematisch identisch. Die Koeffizienten T1 und T2 ergeben sich durch Faktorenvergleich mit den Koeffizienten K_P, T_N und T_V:

PID-Reglerstruktur	Übertragungsfunktion mit Nullstellenüberschuss
Reihenstruktur	$\frac U{E}{(s)}= \frac {K_{P}} {T_N} \cdot \frac{(T_1\cdot s+1)(T_2\cdot s+1)}{s}$
Parallelstruktur	$\frac U{E}{(s)} = K_P \cdot (1+\frac 1{T_N\cdot s}+T_V\cdot s)$

Weitere algebraische Beziehungen unterschiedlicher Signalstrukturen (Signalflussalgebra) als Blockdarstellungen sind im Artikel Signalflussplan beschrieben.

Grundlagen Mehrgrößensysteme

Industrielle Prozesse können unterschiedliche abgegrenzte dynamische Systeme enthalten, die untereinander vermascht sind und mehrere Ausgangssignale und Eingangssignale haben. Solche Systeme werden im Gegensatz zu Eingrößensystemen als Mehrgrößensysteme bezeichnet. Die zugehörigen Übertragungsfunktionen stellen sich als Grafik symbolisch durch einen Block dar. Die Pfeile an den Ein- und Ausgängen eines Blockes zeigen die Richtung und die Verknüpfung des Signalflusses an. Das Gesamtsystem entspricht einem mathematischen Modell.

Blockdiagramm eines Mehrgrößensystems in Matrix / Vektor-Darstellung.

Hat ein Gesamtsystem beispielsweise je 2 Ein- und Ausgänge, deren Teilsysteme miteinander additiv vermascht sind, so kann die Übertragungsfunktion als Übertragungsmatrix geschrieben werden. Es werden P-kanonische und V-kanonische Strukturen unterschieden.

(Siehe Artikel Regler "Regler für Mehrgrößensysteme", Artikel Regelstrecke "Mehrgrößensysteme"

In Matrix-Vektor-Schreibweise ergibt sich folgende Darstellung als Übertragungsmatrix:

$\begin{bmatrix} Y_{1}(s)\\ Y_{2}(s)\\ \end{bmatrix} = \begin{bmatrix} G_{11}(s)& G_{12}(s) \\ G_{21}(s)& G_{22}(s) \\ \end{bmatrix} \cdot \begin{bmatrix} U_{1}(s) \\ U_{2}(s) \\ \end{bmatrix}$

Allgemein lässt sich ein Mehrgrößensystem z. B. eine Regelstrecke mit beliebiger Anzahl von Eingängen (Stellgrößen) und Ausgängen (Regelgrößen) durch folgende Matrixgleichung beschreiben:

$\underline {Y}(s) = \underline {G}(s) \cdot \underline {U}(s) \,$

Die genannten Größen haben folgende Bedeutung:

• $\underline {Y}(s) \,$ = Regelgrößenvektor,
• $\underline {G}(s) \,$ = Strecken-Übertragungsmatrix,
• $\underline {U}(s) \,$ = Stellgrößenvektor.

Bestimmung der Nullstellen von Polynomen

Unter dem Begriff Nullstellen versteht man jene Werte, die in eine Funktion f eingesetzt, den Funktionswert Null liefern. Nullstellen von Polynomen werden in der Mathematik auch häufig mit Wurzeln oder Nullstellen bezeichnet. In der Regelungstechnik werden die Nullstellen des Zählerpolynoms mit Wurzeln oder Nullstellen, die des Nennerpolynoms mit Polen bezeichnet.

Ein Polynom des n-ten Grades hat genau n Nullstellen bzw. n Pole. Diese Nullstellen und Pole können reelle oder komplexe Zahlen sein.

Die Nullstellen eines Polynoms 2. Ordnung lassen sich durch die bekannte Formel der quadratischen Gleichung lösen. Für Polynome bis 2. bis 4. Ordnung existieren Rechenprogramme, die auch im Internet unter dem Suchbegriff "Nullstellen (Lösungen) von Polynomen" zu finden sind. Polynome noch höherer Ordnung können numerisch mit dem Newton-Verfahren gelöst werden.

Linearfaktoren^[1]

Linearfaktoren sind Produktterme eines Polynoms. Sind die Nullstellen eines Polynoms bekannt, können im Zählerpolynom die Linearfaktoren der Pol-Nullstellen-Darstellung z. B. mit der Nullstelle z₁ der Linearfaktor s - z₁ oder im Nenner mit dem Pol p₁ der Linearfaktor s - p₁ gebildet werden.

Bei reellen Nullstellen entsteht der Produktterm 1. Ordnung s + a, wenn der Wert der Nullstelle a negativ ist (stabiles System).

Konjugiert komplexe Nullstellen werden der Einfachheit halber zu quadratischen Termen zusammen gefasst, in denen nur reelle Koeffizienten auftreten. [s - (a+jb)] * [s -(a - jb)]

Verstärkungsfaktor K^[2][3]

Erst durch die Kenntnis der Produktform mit Linearfaktoren ist eine Rücktransformation des Systemverhaltens in den Zeitbereich möglich.

In den Laplace-Transformationstabellen zur Berechnung des System-Zeitverhaltens werden für die Linearfaktoren in der Pol-Nullstellen-Darstellung die Werte von Polen und Nullstellen meistens die Buchstaben a, b, c... verwendet. In der Zeitkonstanten-Darstellung treten anstelle der Nullstellen und Pole deren Reziprokwerte als Zeitkonstanten. In beiden Darstellungsformen sind Faktoren zu berücksichtigen, die im s-Bereich und Zeitbereich identisch sind, d.h. nicht transformiert werden.

Die Verstärkungsfaktoren der Pol-Nullstellen-Darstellung k und der Zeitkonstanten-Darstellung K sind unterschiedlich. Da sich die Verstärkungsfaktoren aus der Polynomdarstellung der Übertragungsfunktion errechnen, müssen im Falle der Rückrechnung der beiden Formen in die Polynom-Darstellung identische Polynome ergeben.

• Der Verstärkungsfaktor der Pol-Nullstellen-Darstellung k = b_m / a_n errechnet sich aus den Koeffizienten der Polynom-Darstellung.

Wenn sich in der Pol-Nullstellen-Darstellung ein Pol oder Nullstelle ändert, dann ändert sich auch die Verstärkung k.

• Der statische Verstärkungsfaktor K der Zeitkonstanten-Darstellung berechnet sich aus K = b₀ / a₀ der Polynom-Darstellung oder mit den Polen und Nullstellen aus der Pol-Nullstellen-Darstellung. Siehe Tabelle!

Wenn sich in der Zeitkonstanten-Darstellung eine Zeitkonstante ändert, bleibt die statische Verstärkung K konstant.

Maximal existieren 3 unterschiedliche Linearfaktoren für phasenminimale Übertragungssysteme. Bei nichtphasenminimalen Systemen mit Absolutglied (positive Pole und / oder Nullstellen) existieren 2 weitere Linearfaktoren, die sich an dem negativen Vorzeichen erkennen lassen.

Linearfaktoren Ordnung des Polynoms	Pol-Nullstellen-Darstellung	Zeitkonstanten-Darstellung
Linearfaktor 1. Ordnung ohne Absolutglied a0 der DGL	$s + 0 = s \,$	$s \,$
Linearfaktor 1. Ordnung (Phasenminimumsystem)	$s + a \,$ (a; b; c...) Wert der negativen Nullstelle oder Pol	$a \cdot (T \cdot s + 1) \,$ mit T = 1 / a
Linearfaktor 2. Ordnung mit konjugiert komplexen Nullstellen (Phasenminimumsystem)	$[s - (a +jb)] \cdot [s - (a -jb)] = \,$ $= s^2 + 2 \cdot a \cdot s + a^2 + b^2 \ = \,$ $= s^2 + p\cdot s + q \,$	$q \cdot(\frac 1 q \cdot s^2+ \frac p q \cdot s+1) = \,$ $= q \cdot(T^2 \cdot s^2 + 2 \cdot D \cdot T \cdot s + 1) \,$ mit T² = 1/q; p/q = 2DT; D < 1 = Dämpfung
Verstärkungsfaktoren der Übertragungsfunktion	$k = \frac {b_m} {a_n} \,$	$K = \frac {b_m \cdot (-z_1) \cdot (-z_2) \cdots}{a_n \cdot (-p_1) \cdot (-p_2) \cdots} \ = \frac {b_0} {a_0}$

Polynom-Darstellung

Die Anwendung der Laplace-Transformation einer systembeschreibenden Differenzialgleichung führt zu der Übertragungsfunktion als gebrochene rationale Funktion in die Polynom-Darstellung. Dabei werden die Koeffizienten der Differenzialgleichung in die Übertragungsfunktion vollständig übernommen. Anstelle der Ableitungen der Differenzialgleichung tritt der Laplace-Operator s entsprechend dem Grad der Ableitung als Potenz von s auf.

Erst die Aufspaltung der Polynome im Nenner und Zähler der Übertragungsfunktion in Linearfaktoren (Teilsysteme, Produktterme) 1. Ordnung und 2. Ordnung (mit konjugiert komplexen Polen) zeigt anschaulich im nächsten Kapitel jeweils im Zähler und Nenner maximal 3 verschiedene Linearfaktoren, mit fundamental unterschiedlichen Eigenschaften im Zeitbereich.

Zeitkontinuierliche lineare Systeme werden im Zeitbereich durch die lineare Differentialgleichung n-ter Ordnung beschrieben:

$a_{n}y^{(n)} + \ldots + a_{1}y^{(1)} + a_{0}y = b_{m}u^{(m)} + \ldots + b_{1}u^{(1)} + b_{0}u$

$y(t) \,$ und $u(t) \,$ sind Aus- und Eingangssignal als Funktion der Zeit.

Wenn die Koeffizienten $a_i \,$ und $b_k \,$ konstant (also zeitunabhängig) sind, ist die Laplace-Transformation ausführbar.

Mit den vorgegebenen Anfangsbedingungen für das Ein- und Ausgangssignal (Werte zum Zeitpunkt $t=0 \,$ )

$y^{(i)}(0)=0\;$ für alle $0\leq i \leq n \,$

$u^{(i)}(0)=0\;$ für alle $0\leq i \leq m \,$

lautet die Laplace-Transformierte der Ein- und Ausgangsgrößen

$\int\limits_0^\infty y^{(i)}(t)e^{-st}dt=s^i\cdot Y(s) \,$

$\int\limits_0^\infty u^{(i)}(t)e^{-st}dt=s^i\cdot U(s) \,$

$U(s) \,$ und $Y(s)\,$ sind die komplexe Eingangs- und Ausgangsfunktion in Abhängigkeit von der komplexen Variable $s = \delta + \mathrm{j}\omega \,$ im Bildbereich. Aus der Beziehung

$e^{-st}=e^{-\delta t} \cdot (\cos(\omega t)-j\sin(\omega t)) \,$

folgt, wenn $t \,$ die Maßeinheit der Zeit hat, dass die Maßeinheit der komplexen Variablen $s \,$ die Frequenz ist. Aus der oben angegebenen Beziehung ist auch zu entnehmen, dass $\delta \,$ die Dämpfungskonstante und $\omega \,$ die Kreisfrequenz einer Schwingung darstellt. Der Bildbereich wird deshalb oft als „komplexer Frequenzbereich“ bezeichnet.

Die Laplace-Transformierte der Differenzialgleichung ist

$Y(s)(s^{n} + a_{n-1}s^{n-1} + \ldots + a_{1}s + a_{0})=U(s)(b_{m}s^{m} + \ldots + b_{1}s + b_{0})$.

Es handelt sich anstelle der Differenzialgleichung um eine algebraische Gleichung, deren Analyse mit Methoden der Algebra möglich ist.

Die Übertragungsfunktion $G(s) \,$ in Polynomdarstellung
ist das Verhältnis der Laplace-Transformierten der Wirkung (Ausgang) durch die Laplacetransformierte der Ursache (Eingang):

$G(s) =\frac{Y(s)}{U(s)} = \frac{b_{m}s^{m} + \ldots + b_{1}s + b_{0}}{s^{n} + a_{n-1}s^{n-1} + \ldots + a_{1}s + a_{0}}$

Üblicherweise wird im Nenner - wie dargestellt - der Term der höchsten Potenz a_n = 1 gesetzt, indem die Polynome im Zähler und Nenner durch a_n dividiert werden.

Alle Koeffizienten der Differenzialgleichung, die das Zeitverhalten bestimmen, sind in der Übertragungsfunktion im Nenner enthalten. Die Koeffizienten des Zählers bestimmen die Größe der Amplitude f(t). Die statische Verstärkung K des Übertragungssystems ist durch das Verhältnis der Koeffizienten K = b₀ / a₀ bestimmt.

Die Übertragungsfunktion beschreibt das Verhalten des Systems vollständig. Damit ist es möglich, Aussagen über das Verhalten des Systems ohne Lösung der Differenzialgleichung zu erhalten. Für beliebige Eingangssignale, deren Laplace-transformierte existiert, ist die Laplace-Transformierte des Ausgangssignals $Y(s)=G(s)U(s) \,$, also nur eine Multiplikation anstelle der Integration mittels des Faltungssatzes

$y(t)=\int_0^t g(t)u(t-\tau)d\tau \,$

mit der Gewichtsfunktion $g(t) \,$. Deren Laplace-Transformierte ist die Übertragungsfunktion.

Die Übertragungsfunktion ist eine analytische Funktion. Da sie Funktion der komplexen Variablen $s=\delta +\mathrm{j}\omega \,$ ist, kann sie als

$G(s)=u(\delta,\omega) + \mathrm{j}v(\delta,\omega)\;$

geschrieben werden. Das ist eine Abbildung der von $\delta, \omega \,$ aufgespannten s-Ebene in die von $u, v \,$ aufgespannte G-Ebene. Alle Methoden der Funktionentheorie können zu Analyse eingesetzt werden. Eine Graphik ist auf Grund der 4 Dimensionen nur in zwei 3-dimensionalen Graphiken z. B. als

$\mathrm{Betrag}(\delta,\omega)=\sqrt{u^2(\delta,\omega)+v^2(\delta,\omega)}$

$\mathrm{Phase}(\delta,\omega)=\arctan\left(\frac{v(\delta,\omega)}{u(\delta,\omega)}\right)$

möglich.

Pol-Nullstellen-Darstellung

Die Nullstellen eines Polynoms sind unabhängig von Polynomfaktoren. Der System-Verstärkungsfaktor der Übertragungsfunktion in der Pol-Nullstellen-Darstellung beträgt k = b_m / a_n.

Nach dem Fundamentalsatz der Algebra gilt für ein Polynom:

$P(x)=b_{m}x^{m} + \ldots + b_{1}x + b_{0}=b_m\cdot \prod_{i=1}^m (x-x_i) \,$

mit dessen Nullstellen $x_i \,$. Sie können einfach oder mehrfach, reell oder paarweise konjugiert komplex sein.

Die Übertragungsfunktion in Pol-Nullstellen-Darstellung lautet:

$G(s) = k \cdot \frac{(s - z_1 )(s - z_2 ) \ldots (s - z_m )}{(s - p_1 )(s - p_2 ) \ldots (s - p_n )}$

In dieser allgemeinen Darstellung ist noch nicht definiert, um welche Art von Linearfaktoren es sich bei der Übertragungsfunktion handelt. Das Systemverhalten wird erst deutlich, wenn Zahlenwerte für die Nullstellen, Pole und Verstärkung k vorliegen.

Bei gegebenen Zahlenwerten mit den $z_i \,$ (Nullstellen) und den $p_i \,$ (Polen, Nullstellen des Nennerpolynoms) ist die Übertragungsfunktion vollständig bestimmt und mit der Polynom-Darstellung identisch. Diese Darstellung ist für allgemeine Aussagen über das System z. B. für Stabilitätsuntersuchungen wichtig.

Zeitkonstanten-Darstellung

Linearfaktoren in der Zeitkonstanten-Darstellung errechnen sich aus der Pol-Nullstellen-Darstellung, indem die Pole und Nullstellen mit T_V = 1 / z_i und T_n = 1 / p_i als Zeitkonstanten bezeichnet werden.

Die Zeitkonstanten-Darstellung errechnet sich direkt aus der Pol-Nullstellendarstellung, indem der Produktterm so umgeformt wird, dass beide Formen mathematisch identisch sind: s + a = a*(1/a*s + 1) = a*(T*s + 1) mit T = 1 / a.

Übertragungsfunktion in Zeitkonstanten-Darstellung mit dem Linearfaktors 1. Ordnung mit Absolutglied eines phasenminimalen Systems:

$G(s) = \frac{{ b_0 \cdot z_1 \cdot z_2 \cdot z_m \cdot( \frac 1{z_1}\cdot s + 1)(\frac 1{z_2}\cdot s + 1) \ldots (\frac 1{z_m}\cdot s + 1)}}{{a_0 \cdot p_1 \cdot p_2 \cdot p_n \cdot(\frac 1{p_1}\cdot s + 1)(\frac 1{p_2}\cdot s + 1) \ldots (\frac 1{p_n}\cdot s + 1)}} =$

$G(s) = \frac{{ K \cdot (T_{V1}\cdot s + 1)(T_{V2}\cdot s + 1) \ldots (T_{Vm}\cdot s + 1)}}{{(T_1\cdot s + 1)(T_2\cdot s + 1) \ldots (T_n \cdot s + 1)}}$ Globales Proportionalverhalten für m < n und t → ∞.

Vorteil der Zeitkonstanten-Darstellung:

• Das Zeitverhalten ist direkt ablesbar.
• Die statische Verstärkung ändert sich nicht, wenn eine Zeitkonstante geändert wird.

Zeitliches Verhalten in Abhängigkeit der Pol-Nullstellen-Anzahl

Je nach Anzahl der Pole n und Nullstellen m einer Übertragungsfunktion ergibt sich folgendes Systemverhalten für Linearfaktoren 1. Ordnung mit Absolutglied:

• m < n

Bei dieser Übertragungsfunktion ist das Systemverhalten im Zeitbereich bei Polüberschuss definiert. Die Sprungantwort y(t) nähert sich asysmptotisch dem Maximum.

• n = m

Bei gleicher Anzahl von Polen und Nullstellen hängt das Systemverhalten von der Größe der Zeitkonstanten ab, ob die Sprungantwort ein differenzierendes oder verzögerndes Verhalten entsteht.

• m > n

Nullstellenüberschss ist technisch nicht realisierbar.

Die wichtigsten Benennungen von Formen der Linearfaktoren im Nenner oder Zähler als Basis-Übertragungsfunktionen in Zeitkonstanten-Darstellung lauten wie folgt:

I-Glied	PT1-Glied	PT2KK Schwingungsglied	D-Glied	PD1-Glied
$\frac Y U(s) = \frac 1{T_I \cdot s}$	$\frac Y U(s) = \frac 1{T \cdot s + 1}$	$\frac Y U(s) = \frac 1 {T^2 s^2 + 2 D T s + 1} \,$	$\frac Y U (s) = T_v \cdot s$	$\frac Y U (s) = T_v \cdot s + 1$

Die praktische Bedeutung des Linearfaktors 2. Ordnung mit konjugiert komplexen Nullstellen im Zähler der Übertragungsfunktion liegt z.B. in der Anwendung als Vorfilter. Ein PD2_KK-Glied im Eingang eines Regelkreises kann das gedämpfte Schwingungsverhalten der Regelgröße (Einschwingvorgang) vollständig kompensieren. Zur Realisierung des PD2_KK-Gliedes siehe Artikel Regler, Kapitel "PD2-Glied mit konjugiert komplexen Nullstellen".

Nichtphasenminimale (instabile) Linearfaktoren haben ein Minuszeichen in der Übertragungsfunktion!

Sprungantwort der Linearfaktoren im Nenner der Übertragungsfunktion.

Zeitverhaltens der Linearfaktoren für ein gegebenes Eingangssignal u(t)

Das Zeitverhaltens der 3 Formen der Linearfaktoren im Nenner der Übertragungsfunktion ist für gleiche Zahlenwerte der Zeitkonstanten im nebenstehenden Diagramm als Sprungantwort des normierten Eingangssignal U(s) = 1 dargestellt. Dem Linearfaktor PT2_KK-Glied mit den konjugiert-komplexen Polen (Schwingungsglied) wurde ein willkürlich bestimmter Wert der Dämpfung mit D = 0,25 vorgegeben. Wenn die Dämpfung D ≥ 1 beträgt, ergeben sich 2 reelle Pole und das Nenner-Polynom lässt sich in 2 PT1-Verzögerungsglieder aufspalten.

Rampenantwort der Linearfaktoren im Zähler der Übertragungsfunktion.

Das Zeitverhalten der 3 Formen der Linearfaktoren im Zähler der Übertragungsfunktion mit differenzierender Wirkung ist in dem nächsten Diagramm dargestellt. Differenzierende ideale Systeme (m > n = Nullstellen-Überschuss) kann man nicht als Sprungantwort darstellen, weil die Differentiation eines Sprunges zur Zeit t = 0₍₊₎ stattfindet.

Die Einheits-Sprungantwort (für u(t) = 1) eines D-Gliedes (m > n oder m = n) verläuft nach der Einschwingzeit auf y(t) = 0. Die Einheits-Sprungantwort (für u(t) = 1) eines PD-Gliedes oder PD2-Gliedes (m > n oder m = n) verläuft nach der Einschwingzeit auf y(t) = 1.

Eine Anstiegsfunktion (Rampe) im s-Bereich: U(s) = K_I / s² und im Zeitbereich: u(t) = K_I(t) * t (gewählt: u(t) = 2(t) * t) eignet sich zur Darstellung des Systemverhaltens (Rampenantwort) mit Nullstellen-Überschuss.

Linearfaktoren mit PD-Verhalten verlaufen nach dem Einschwingen parallel zur Anstiegsfunktion mit steigendem Abstand der Ordnung wie dargestellt. PD2_KK-Glieder mit konjugiert komplexen Nullstellen verlaufen nach dem Einschwingen parallel zur Rampe und nähern sich mit kleiner werdenden Dämpfung der Rampe an. Begründung: Mit kleiner werdenden Dämpfung D → 0 nähert sich die Übertragungsfunktion G_PD2(s) = a*s² + 1 an. Der Term b*s ist in dem Polynom bei D = 0 verschwunden.

Partialbruch-Darstellung

Mit der Partialbruchzerlegung einer Übertragungsfunktion in der Pol-Nullstellen-Darstellung wird die faktorisierte Darstellung in additive Teilbrüche überführt, die sich relativ einfach ohne Anwendung von Laplace-Transformationstabellen in den Zeitbereich f(t) übertragen lassen. Die Pole der Übertragungsfunktion bestimmen die Partialbrüche.

Die Übertragungsfunktion kann durch Partialbruchzerlegung (unter der Voraussetzung, dass nur einfache Polstellen vorhanden sind) in

$G(s)=\frac{(s - z_1 )(s - z_2 ) \ldots (s - z_m )}{(s - p_1 )(s - p_2 ) \ldots (s - p_n )}=\sum_{i=1} ^n \frac{A_i}{(s-p_i)}$

zerlegt werden. Sind mehrfache Nullstellen vorhanden, kommen noch weitere, für den zur Diskussion stehenden Sachverhalt unwesentliche, Summanden hinzu. Die Koeffizienten (mit Methoden der Partialbruchzerlegung bestimmt) sind

$A_i=\prod_{k=1,k\ne i}^m (p_i-z_k)$,

und nach Rücktransformation in den Zeitbereich gilt für die Gewichtsfunktion mit $p_k=\delta_k+j\cdot \omega_k$

$g(t)=\sum_{k=1} ^n A_k \cdot e^{p_k\cdot t} =\sum_{k=1} ^n A_k \cdot e^{\delta_k\cdot t}\cdot (\cos(\omega_k\cdot t)+j\cdot sin(\omega_k\cdot t))$.

Einfaches Beispiel der Partialbruchzerlegung:

Partialbruchzerlegung von Übertragungsfunktionen mit reellen verschiedenen Polen: $G(s) = \frac {A_1}{s-p_1} + \frac {A_2}{s-p_2} + \ldots + \frac {A_n}{s-p_n}$ Lösung im Zeitbereich für die Gewichtsfunktion (Impulsantwort): $y(t) = A_1 \cdot e^{P_1 \cdot t} + A_2 \cdot e^{P_2 \cdot t} + \ldots + A_n \cdot e^{P_n \cdot t}$

Bedeutung der Pole und Nullstellen der Übertragungsfunktion für das Zeitverhalten

Die Überführung der faktorisierten Übertragungsfunktion G(s) für ein gegebenes Eingangssignal U(s) in den Zeitbereich erfolgt über Laplace-Transformationstabellen. Enthalten die Übertragungsfunktionen mehrfache Pole und Nullstellen oder auch konjugiert komplexe Pole, können umfangreiche trigonometrische Berechnungen zur Ermittlung der Systemausgangsgröße y(t) erforderlich werden.

Bei Verwendung der Übertragungsfunktion der Partialbruchform ist die Übertragung der Teilbrüche in den Zeitbereich sehr einfach, dafür ist die Durchführung der Partialbruch-Zerlegung bei Systemen höherer Ordnung aufwändig. Dies gilt besonders bei Linearfaktoren 1. und 2. Ordnung im Zähler der Übertragungsfunktion.

Die Pole der Übertragungsfunktion bestimmen ausschließlich das Zeitverhalten und die Stabilität des Systems. Die Nullstellen haben nur Einfluss auf die Amplitude des Systems.

Identische phasenminimale Linearfaktoren im Zähler und Nenner einer Übertragungsfunktion können gegeneinander gekürzt werden (Pol-Nullstellen-Kompensation). Damit vereinfacht sich die Übertragungsfunktion. Dies gilt nicht für nichtphasenminimale Linearfaktoren.

Grundsätzlich interessiert für das Zeitverhalten folgende Pol-Eigenschaft:

Eine Übertragungsfunktion G(s) hat n verschiedene reelle Pole:

• Alle Pole sind negativ, d.h. p_i < 0 für alle i = 1 ... n.

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) strebt exponentiell gegen einen Maximalwert. → Stabiles globales P-Verhalten!

• Ein Pol p_j ist gleich Null, alle anderen sind negativ.

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) verläuft erst exponentiell dann linear gegen den festen Endwert A_j. → Grenzstabiles globales I-Verhalten!

• Mindestens ein Pol p_j ist positiv, alle anderen sind beliebig.

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) strebt exponentiell gegen unendlich. → Global instabiles Verhalten!

Übertragungsfunktion G(s) mit einem konjugiert komplexen Polpaar: $p_{1/2} = p + j \omega \,$

• Alle Pole haben einen negativen Realteil:

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) strebt als gedämpfte Schwingung gegen einen Maximalwert. → Global stabiles P-Verhalten!

• Konjugiert komplexes Polpaar hat einen Realteil gleich Null:

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) verläuft als Dauerschwingung mit der Kreisfrequenz ω. → Oszillatorisch grenzstabiles Verhalten!

• Mindestens ein Pol hat einen positiven Realteil für das konjugiert komplexe Polpaar:

Die Sprungantwort der Systemausgangsgröße y(t) in Abhängigkeit des Eingangssignals u(t) verläuft als eine exponentiell aufklingende Dauerschwingung mit der Kreisfrequenz ω aus. → Oszillatorisch instabiles Verhalten!

Übertragungsfunktion mit dem Deltaimpuls $U_{\delta}(s) = 1 \,$

Mit der Gewichtsfunktion (Impulsantwort) mit $p_k=\delta_k+j\cdot \omega_k$ sind folgende Schlussfolgerungen für das Zeitverhalten und die Stabilität des Systems ableitbar:

1. Bedeutung des Realteils $\delta_k \,$ und Imaginärteils $\omega_k \,$der Polstellen:
   • Ist mindestens ein $\omega_k \ne 0 \,$, so schwingt das System.
   • Sind alle $\delta_k < 0 \,$, so ist das System stabil. Der Eingangsimpuls klingt zeitlich ab.
   • Mit mindestens einem $\delta_k > 0 \,$ ist das System instabil. Der Eingangsimpuls wächst zeitlich unbegrenzt an.
   • Ist mindestens ein $\delta_k = 0 \,$ und alle anderen $\delta_k < 0 \,$, so ist das System grenzstabil. Es geht asymptotisch in einen konstanten Wert oder eine ungedämpfte Schwingung über.
   • Je weiter links $\delta_k \,$ in der negativen Halbene von $s \,$ liegt, desto schneller klingt der entsprechende Anteil der Gewichtsfunktion ab.
   • Die Lage des Realteils der Polstellen bestimmt die Dynamik, und der Imaginärteil bestimmt die Frequenz der Schwingungen des Systems.
2. Bedeutung der Nullstellen:
   • Je weiter die Nullstellen $z_k \,$ von der Polstelle $p_i \,$ in der s-Ebene liegen, desto stärker wird der Anteil $A_i \,$ an der Gewichtsfunktion.
   • Nullstellen mit positivem Realteil (nichtpasenminimales Verhalten) führen zu einem schwer regelbaren Verhalten.

Zusammenhang mit dem Frequenzgang

Die Übertragungsfunktion mit δ = 0 in der komplexen Variablen s = δ + jω ist der Frequenzgang H(ω).

$G(s) = G(j\omega) = H(\omega)\;$.

Er ist die Abbildung der imaginären Achse der s-Ebene in die komplexe G-Ebene. Er enthält weniger Informationen als die Übertragungsfunktion (wegen δ = 0 ) und beschreibt das System nur im eingeschwungenen Zustand.

Experimentelle Ermittlung

Die Übertragungsfunktion ist im Gegensatz zum Frequenzgang nicht direkt messbar, kann aber mit Methoden der Systemidentifikation unter anderem aus der Sprungantwort bestimmt werden.

Siehe auch

• Systemtheorie (Ingenieurwissenschaften)
• Fourier-Transformation
• Signalanalyse
• Greensche Funktion

Einzelnachweise

1. ↑ Prof. Manfred Ottens, TFH Berlin: Vorlesungsmanuskript "Grundlagen der Systemtheorie", Kapitel: „Die Übertragungungsfunktion", 227 Seiten, 2008.
2. ↑ Prof. Dr.-Ing. Oliver Nelles, Universität Siegen: Vorlesungsmanuskript "Mess- und Regelungstechnik I", Kapitel 5: „Übertragungsfunktion“, 446 Seiten vom 8. Oktober 2009.
3. ↑ Prof. Dr.-Ing. W. Schumacher, Technische Universität Braunschweig, Institut für Regelungstechnik, Vorlesungsmanuskript "Grundlagen der Regelungstechnik", Kapitel: „4.3 ¨Ubertragungsfunktion und Differenzialgleichung“, 309 Seiten 24. Oktober 2008.

Literatur

• Holger Lutz, Wolfgang Wendt: Taschenbuch der Regelungstechnik: Mit MATLAB und Simulink. 8. Auflage. Harri Deutsch, 2010, ISBN 978-3-8171-1859-5.
• Manfred Reuter, Serge Zacher: Regelungstechnik für Ingenieure: Analyse, Simulation und Entwurf von Regelkreisen. 12. Auflage. Vieweg+Teubner, 2008, ISBN 3-8348-0018-X.
• Heinz Unbehauen: Regelungstechnik I. Friedr. Vieweg & Sohn Verlagsgesellschaft mbH, 1997, ISBN 3-528-83332-7.